概要

電力変換は、ほぼすべての電子機器に共通する要素であり、さまざまなトポロジーで実装されています。しかし、新しいアプリケーションには独自の要求があり、エンジニアは、性能と効率の最適なバランスを備えたAC-DCおよびDC-DCコンバーターの開発を求められます。しかし、これは必ずしも簡単なことではありません。

適切なトポロジーを選択することは課題の始まりに過ぎず、パワーコンポーネントを慎重に選択する必要があります。また、新しい半導体技術が市場に投入されると、エンジニアは従来の問題に対する新しいソリューションを発見し、評価する機会を得ることができます。

本記事では、新しい半導体技術の開発の背景を説明し、現在および将来の電力変換アプリケーションに適切な機能を提供するために配置された革新的な部品の例を紹介します。3回にわたって、なぜエネルギーの効率化が必要のか、トポロジー、性能指数、について説明します。

 

変換トポロジー

最終的な負荷電圧を生成するためにDC-DC変換をおこなう場合、電力レベルや、安全上または機能上の理由で絶縁が必要かどうかに応じて、多くのトポロジーがあります。非絶縁で非効率的なリニアレギュレーターを除けば、高効率を実現するためにスイッチモードレギュレーターが普及しており、そのトポロジーは2つの基本構成から成り立っています。

トポロジーは、「降圧」または「昇圧」の2つの基本構成から成り立っています(図2)。降圧コンバーターは、エネルギーをパルスで直接出力し、主スイッチのオフ時間中はエネルギー貯蔵インダクターで出力に電流を供給します。昇圧コンバーターは、主スイッチのオン時に出力に必要なすべてのエネルギーをインダクターに蓄え、スイッチのオフ時にそのエネルギーを出力に渡し、どちらの場合も出力をDCに平滑化するコンデンサーを備えています。絶縁型コンバーターでは、原理は同等のトランス結合型トポロジーである「フォワード」コンバーターと「フライバック」コンバーターと同じです。

図2 降圧、昇圧、フォワード、フライバックの各トポロジー
図2 降圧、昇圧、フォワード、フライバックの各トポロジー

降圧型コンバーターは、絶縁型と非絶縁型の両方の用途で、数十ワット以上の電力レベルでは圧倒的に人気があります。これは、昇圧型コンバーターでは磁気部品のサイズが電力に比例する傾向があるのに対し、降圧型コンバーターではその傾向が弱く、電線のサイズや絶縁距離などの実用性が磁気部品全体のサイズに大きく影響するためです。非絶縁型の降圧コンバーターは、図2のダイオードをMOSFETに置き換えた同期整流などの機能を追加することで、低損失で高出力に対応します。多相バージョンでは、2つ以上の電力段を位相をずらして駆動することで半導体へのストレスを分散し、最新世代のワイドバンドギャップ(WBG)半導体により伝導損失とスイッチング損失を低減します。絶縁型コンバータでは、シングルスイッチタイプからハーフブリッジ、フルブリッジに至るまで、降圧型トポロジーの選択肢が広がり、同期整流と相まって、より高い電力レベルで多相配列を利用することができます。

これらのトポロジーでは、電圧と電流が同時に高くなるスイッチ遷移時に電力が消費される可能性があります。この問題に対処して効率を高めるために、「共振型」または「ソフトスイッチ型」の設計が開発されており、スイッチのオン時に電圧がゼロになるまで電流の上昇を遅らせることができます(ゼロ電圧スイッチング:ZVS)。同様に、スイッチオフ時にゼロ電流スイッチング(ZCS)をおこなうことも可能です。ZVSやZCSを正しいタイミングで実現することは、入力や負荷、時間や温度によるデバイスの特性変化など、あらゆる条件で難しいため、制御技術も複雑になりますが、現在では専用の制御ICがあります。大電力では、共振型のPSFB(Phase Shifted Full Bridge)が普及しており、50%デューティサイクルのスイッチ駆動が容易で、ブリッジ配列のゲート駆動ペアの位相を変化させることでレギュレーションを実現しています。

中程度の出力では、LLCシリーズの共振コンバーター(図3)が高効率の標準となっており、ここでも50%のデューティサイクルでゲートを駆動してハーフブリッジまたはフルブリッジにすることが容易で、スイッチ周波数を比較的狭い範囲で変化させることでレギュレーションを実現しています。

図3 LLC共振型DC-DCコンバーター
図3 LLC共振型DC-DCコンバーター

PSFBやLLCタイプなどの複雑な共振設計の採用も、動作範囲全体で高効率を実現するために、回路のダイナミクスを変化する条件に適応させる柔軟性を与えるデジタル制御技術の導入によって促進されています。

LLCコンバーター

このLLCコンバーターをもう少し詳しく見てみると、このトポロジーがどのようにして半導体スイッチの低消費電力化を実現しているかがわかります。図3の概略回路では、2つのスイッチゲートが50%のデューティサイクルで逆位相に駆動され、L1、C1およびトランスT1の1次インダクタンスで形成される共振回路または「タンク」に単純な方形波形を供給します。簡単に言えば、タンクとトランスで反射された負荷が分圧器を形成し、共振時にはタンクが抵抗となり、最小値となるため減衰はありません。共振から離れた高い周波数または低い周波数では、タンクのインピーダンスは容量性または誘導性となり、減衰量は変化しますが、負荷に依存する主共振周波数でピークとなります。

これにより、駆動周波数を変化させて出力電圧を制御することができます。また、タンク回路が矩形波駆動をフィルタリングして、トランスの一次側と二次側に実質的に正弦波の電流を発生させるという効果もあります。そのため、出力フィルター用のインダクタは必要ありません。実際には、L1/C1とL1とトランスの磁化インダクタンスとC1で形成される2つの共振があるため、電源回路によるゲインの変化は複雑です(図4)。実用的な回路は、図4のL1/C1の共振Fr1を中心に動作します。

図4  負荷レベルを変えたときのLLCコンバーターのパワーステージゲインの周波数による変化
図4 負荷レベルを変えたときのLLCコンバーターのパワーステージゲインの周波数による変化

両方のプライマリスイッチでゼロボルトスイッチングが可能です。もう一度簡単に説明すると、誘導性負荷では、電流は電圧に遅れるため、タンクが誘導的に見える主共振以上でLLCコンバーターを動作させると、電流は電圧の後にのみ上昇し、オーバーラップと散逸が最小限になります。磁化インダクタンスに蓄えられたエネルギーは、Q1がオフになった後、Q1がオンになる前のデッドタイムにスイッチQ2に逆電流を流し、スイッチの共通接続点のキャパシタンスを放電します。これはZVSの必要条件であり、Q1がオンになってもQ2がオフになってもZVSのメカニズムは同じです。出力ダイオードのゼロ電流スイッチングが自然に起こります。

しかし、電流が電圧を上回る容量性領域で低周波数での動作を余儀なくされると、過負荷や短絡時にZVSが失われ、損失の多い「ハードスイッチング」となることがあります。また、軽負荷時には、インダクタンスに蓄えられたエネルギーがスイッチングノードのキャパシタンスを放電するのに十分でない場合にも損失が生じます。そのため、すべての正常な状態で最も損失の少ないスイッチングをおこなうためには、最小の出力キャパシタンスとそれに対応するEOSSを持つ半導体スイッチが好まれ、異常な状態でZVSが失われる場合には、低回復電荷QRRを持つ高速ボディダイオードが必要となります。

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